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制作LCR表高精度电桥 内含设说明文档、电路图、PCB工程文档、校

时间:2013-03-16 16:47来源:未知 作者:admin 点击:
用不同的量程,同测一个电容的Q值。 以下Q值区分是20、1k、10k、100k档测得 0.47uF/630V CBB22电容,镀锡铜包钢线引脚,1kHz,X=344: 7.8kHz,四档测Q值:999,999,800,20 1kHz,四档测Q值:999,999,800,999
一、概述:
    玩矿石收音机,大部分元件需求DIY,所以需求知道元件的参数。由于DIY的元件没有标称技术参数。比如,需求知道谐振器件、检波器件、天线、耳机、变压器等器件的电抗个性。其中,高频参数可能利用Q表处置效果,而低频参数Q表难以测定。为了处置这个效果,笔者以为LCR数字电桥可以胜任。
•设计指标:
    1、可以准确测量电抗器的L、C、R,精度优于0.5%
    2、取材容易,电路繁复,易于制造,老本应适当管制。使之具备更强的专业DIY价值及钻研价值,并经过设计、DIY学习到LCR电桥的相干细节、原理。
•本LCR表的基本个性
    AD转换器的字数:约1000字,驳回了过采样技术,有效分辨力约为2000字
    测量方法:准桥式测定,测量原理类似于比例法测电阻。
    主要测量范畴:1欧至0.5兆欧,精度0.5%(理论),阻抗实测比对,均未超越0.3%
    有效测量范畴:2毫欧至10兆欧,最小分辨力1毫欧
    串联剩余误差:2毫欧,低阻测量时此误差不可忽略
    并联剩余误差:50M欧,高阻测量时此误差不可忽略
    Q值误差:±0.003(Q<0.5),Q/300(Q>2,相对误差,繁难算法),其它按0.5%左右预算
    D值误差:±0.003(D<0.5),D/300(D>2,相对误差,繁难算法),其它按0.5%左右预算
    留意:Q = 1/D
    测试信号幅度:峰值200mV(100Hz),180mV(1kHz),140mV(7.8kHz)
    电感:0.02uH分辨力,测量范畴0.1uH至500H,超出500H未测试(由于我没有更大的电感器)。
    电容:分辨力与夹具无关。夹具好的话,分辨0.1pF或0.05pF,不屏蔽只能分辨到0.2pF,甚至只要1pF。上限测量,没有测试,只测过10000uF电容,手上没有更大的电容。
    实测误差,比上述精度目的好许多。
    本表基准源:区分为4个基准电阻,一个时间基准。电阻基准就是电桥的4个下臂电阻,要求精度到达0.1%,对1%精度的金属膜电阻挑选即可。时间基准用32MHz石英晶振失去,精度可能满足电桥要求的。假设电阻达不到要求,可能利用软件校准。
    频率精度:实践频率为99.18Hz、999.45Hz、7812.5Hz,简写为(100Hz、1kHz、7.8kHz)。因为DDS的频率分辨力有限,所以不驳回整数频率。频率精度约为0.02%(由石英晶振决议)。
•特点:
    将正弦信号发作器、AD转换器、0度方波、90度方波全副应用单片机实现,电路大大简化,而功用可能满足普通要求。这使得仿造者更容易,更合适作为DIY仪表。#p#分页标题#e#




二、LCR电桥的原理
•LCR电桥原理

1.PNG 
  测定电抗元件Zx中电压U1与电流I,应用欧姆定律就可能失去 
  当Zx串联了已知电阻R,那么测定了R上压降U2,就可失去 
  可见,无需测量I的详细值就可能失去Zx,这是电桥的普通特色。
  为了失去Zx在x轴与y轴上的两个分量,以上计算须驳回双数计算。
  设U1 = a+jb,U2=c+jd
  那么 
  U1与U2要驳回同一个坐标系来测量。借助相敏检波器,可能分别出a、b、c、d,相敏检波进程,需求一个巩固的0度与90度的正交坐标轴,测量时期,U1、U2向量也必需在这个坐标系中放弃巩固,不能乱转。为了失去足够的精度,管制好缩小器的增益,使得a、b、c、d的有效数字足够大,Zx的测量精度就高。但是,Zx分母两个正交量ac+bd和bc-ad,其中一个能够相关于另一个小得多,这就要求AD转换器的精度及分辨力要足够大,否则小的那一个难以分辨进去。
电路中的杂散耦合总是存在的。没有严厉的屏蔽,杂散耦合多少存在一点,对高阻测量有影响。当然,电路板内部信号传递进程中也存在一些杂散耦合,这种耦合搅扰体现为高、低阻测量总有存无理论预期之外的误差,适当的电路结构,可能添加抗庸才干,必要时,还要在PCB板设计上多下点功夫。PCB板不必定胜用过洞洞板,洞洞板上容易对不正当的布线停止矫正,而PCB打样后就定型了。
•V/I变换器的作用
  为了愈加准确的测量U1与U2,须满足一些测试条件。即流经被测电抗Zx的电流,必需严厉等于流经电阻R的电流。
  设Zx与R串联后,Zx另一端接信号源,R另一端接地。接信号源的那一端称为热端,接地的称为冷端,串联的衔接点称为温端。如今有个费事的效果:当毫伏表接入Zx或R两端,会发生分流,惹起Zx与R上的电流不会严厉相反。再者,温端对地分布电容以及温端对热端的分布电容,也会形成Zx与R上的电流不相等。总体上说,会有一小部分电流从其它路径耦合到温端,结果Zx与R上的电流不相等。
当电路驳回运放做“V/I变换器”,那么温端就变成了虚地。接在虑地上的对地负载电抗,不会发生分流,进而处置了毫伏表的分流影响。温端的对地分布电容,也可能看作对地负载。因为虚地对地电压为0,所以温端的对地分布电容不会分流Zx与R上的电流。
  退出了V/I变换器,并不能处置温端与热端的分布电容耦合。切底处置这个效果的最好办法,就是对信号停止屏蔽。严厉屏蔽,要用金属壳密封,广义屏蔽,就是信号源要远离Zx。
  驳回了V/I变换器,上臂热端、下臂热端,它们对地负载不会影响Zx、R上的电流。
假设不驳回V/I变换器,电桥中点对地是浮动的,若想把U1、U2转换为对地电压,就须驳回差动缩小,而且要求差动三运方的共模克服才干非常高,这不容易。驳回了这种V/I变换器,对差动缩小的共模克服要求低一些。
  有的LCR表设计,两臂电压测量间接驳回开关切换,没有缓冲,这时上臂的限流电阻不可取值太大,免得切换进程中信号源电压变动,形成桥臂中的电流发作扭转。当然,这种影响,也可能在软件中停止补救。


•开关式鉴相器
2.PNG 
2011-11-25 20:31:06 上传
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本电路的检波效率是:K=(2/π)*2R/(4R+r)=(2/3.14)*2*51/(4*51+20)=0.29



三、焊接与元件选配及调试
    焊接是基本功,LCR表元件多,焊接技术不过关,DIY本电路不易胜利。这里讲到的焊接效果,包含元件引脚程序、极性的识别,焊接技巧,飞线方法,反省连线正误的技巧,焊接品质、温度管制等等。这些效果不是一两天就能学会的,需求必定的时间积攒。因此,素来没有电子DIY的冤家,请不要制造本电路,倡导从基础的末尾。
    双面PCB板孔洞疏浚:电阻位置焊错了,得取出从新焊接。取出后,焊盘被堵,能够形成其它元件(如集成电路)装置不了,这时得疏浚焊孔。可能利用“现场”工具来处置:往常剪上去的电阻引线不要扔,在烙铁加热下,把电阻引线穿进洞中。管制好温度,同时让电阻线只往一个方向静止,直到引线取出,这时孔内的焊锡就会被带进去。也可能试试牙签等工具。
    焊接鳄鱼夹:把它夹在一个镊子上焊接。焊接这类元件是,普通要对两个待衔接端子事前区分上锡。
    双面板拆集成:1、引脚团体加热,同时拆。2、烙铁功率小,团体加热不灵。把引脚全副剪断,一脚一脚拆,这是万能的,不损伤PCB板的。
集成电路普通不会焊错,电阻容易焊错。
    LCR1.0 PCB板上有一个舛误。从PCB板的背面看(没有文字标注的那一面),7805的输入端,引出了两条线,一条接到整流二极管,另一条接到地线去了(长度约0.5cm),显然发作了舛误。请把这条0.5cm的线割断,改接到7805的第二脚。
    首先装置调的元件是电源部分,而不是其它元件。电源不反常,如输出电压过高,很容易把单片机烧掉,到时就费事了。在双面板上取下集成电路,不是很容易。所以,电源调试反常了,再装置其它元件。变压器请利用小功率的,那么调试进程中,万一短路什么的,通常不烧器件的。
    电路的元件参数有改变,请按新版PCB的标注装置。
    机械开关,按下时启动20欧档输助性能,请留意装置方向。输助开关仅在20欧档能力关上,其它档必需封锁。输助开关是用来裁减20欧档量程下限的。
    OP07输出接了一个2k电阻。因为新版电路还应用10欧电阻加了偏置电压,而PCB板是上星期制造的,没有偏置。倡导这样处置效果:2k电阻与10欧电阻串联后,变成一个直插元件,拔出原来的2k电阻孔,要留意方向,串联体的2k电阻引脚接电源端,10欧电阻接1N4148端。再取100k电阻,从串联体电阻的中间衔接头间接飞到104电容,与104电容衔接的那个电阻孔可能应用,在PCB板侧面飞过去。留意,这个100k电阻两引脚的对地阻抗是不同的,接104电容的那一脚对地是高阻抗的,所以引线要短一点,另一头是低阻抗的,长还是短无所谓。原PCB板上相应的100k电阻也标错了,在7905右边,被标注为1k欧。经过飞线装置100k电阻,PCB板上当然就不要再装这个100k电阻了。#p#分页标题#e#
    装完后,应反省TL082信号输出能否与设计值相反,偏小10%是可能的。偏大10%则不可能。我试装两台,另一位坛友也试装一台,均一次性到达设计值,无需讨整。
    电路中的电源滤波小电容,驳回瓷片电容或独石电容。
    接P1.0口的那两个104电容,驳回体积小的涤纶电容或独电容,用大体积的涤纶电容不必定能装得下。最好,测定一下它的漏电情况,测量方法是:电容一脚接到5V源,另一脚接数字万用表电压档正极,万用表负极接地,数字万用表最终显示的数值小于1mV,说明它的漏电很小。几个mV漏电不要紧。
    其它的最好多利用涤纶电容。
    除电解电容外,LCR表上的阻容元件的参数,几乎都不能做改变,一切的电阻的阻值关系,不单单是“调试”进去的,它通过了理论的计算与调实验证失去的,假设由于手上没有适合的阻值的元件,而改变参数,多半会影响电桥的精度或可靠性。
    必定要看明PCB板上各元件对应电路图中的哪个元件,能力明确哪些电阻要求精确。
    全副装置实现后,请进入菜单7,先把设计参数为:M0=-2.0,M1=0,M2=0,M3=0,其中,M0是AD零点矫正值,M1、M2、M3是相位校准参数,详细详见下文。
电阻精度要求:
    1、除单片机部分,其它与交换信号无关的,须全副利用1%金属膜电阻,或精度更高的电阻。
    2、4个下臂电阻,须挑选到0.1%精度以上。
    3、10倍增益切换运放的反应电阻,2k和18k两电阻,须是9.000倍关系,即不要求电阻精确,要求比值精确,挑选到0.05%精度是比较容易的。
    4、3倍增益切换运放的反应电阻,1k和2k两电阻,须是2.000倍关系,即不要求电阻精确,要求比值精确,挑选到0.05%精度是比较容易的。
    5、5倍增益运放的电阻,共有8个,四个2k和四个10k电阻
    上臂的2k电阻(负输入)与下臂2k电阻(负输入),应严厉相反,婚配到0.05%至0.1%
    上臂的10k电阻(负反应)与下臂10k电阻(负反应),应严厉相反,婚配到0.05%到0.1%
    上臂的2k电阻(正输入)与下臂2k电阻(正输入),1%精度,此电阻精度影响共模克服,对高频大电流很重要
    上臂的10k电阻(正接地)与下臂10k电阻(正接地),1%精度,此电阻精度影响共模克服,对高频大电流很重要
    因为4个下臂电阻,挑选到0.1%精度难度大。所以软件中提供了下臂电阻软件校准性能。电阻误差小于0.5%,就可能被有效的校对,超越0.5%则无奈校准。
•制造要点:
    要害电阻的精度要高一些。详见上所“电阻精度要求”
    电源变压器利用8V*2或9V*2,其中7905与7805无需加散热器。接变压器的排针与接下载线的排针最好区别开,假设不辨别,万一把9V电源插到下载线排针,单片机或电路有能够烧毁,当然通常是不会烧的。
    接线实现后,反省的要害是:每个IC电源和地线有没有接错。若电源没接错,IC通常不会烧。
    飞线多,不小心就会错,所以9V变压器利用小容量的,万一接错或碰电,因为变压器功率无余,反而会维护电路。
    单片机的电压不可过高,假设高于5.5V,有风险。比如,不小心退出12V电压,单片机必烧。所以各个IC的供电是要害。
    假设夹具驳回两线法,测试线和线夹总长度应小于10cm,线径驳回0.75平方毫米。
    TL082负载才干测试:在信号输出运放的输出端,对地接51欧电阻,三个频率档位下输出的波形不得有失真,间接用示波器观察即可。测试实现后,撤除51欧电阻。没有示波器,此项任务可省略。
    制造时,应留意TL082信号输出的幅值,能否在设计规则的范畴内。用频响较好的万用表测量即可。
四、设计思绪
    设计此表,前后花费了一个多月的专业时间,更改了多个版本,总体比较满意。
    本表主参数精度良好,副参数精度较差。这是表头AD灵便度不够形成的。因此,假构想测量Q值,当Q值大于100时精度非常低。
    本表从一末尾就没有在副数上多下功夫,一直保持驳回单片机自带的10bit AD转换器,以便大幅度简化电路结构。
    网下盛行的俄版电路,其外围部分本表均未驳回。
    俄版电路驳回ICL7135作为AD转换器,精度比STC单片机自带的AD功用好很多。但是,通过多次计算分析,论断是用自带AD也可能失去优于1%的主参数精度,所以最后坚持ICL7135。设计后期,对电路优化设计,很大程度上泥补了STC单片机AD的无余。,
    ICL7135的最终精度与芯片品质及积分电路无关,因此要使ICL7135精度到达4位半表头,也不是很容易。7135的几个电容就足已占去半块PCB板。仿造者通罕用高压的小电容替代,这种情况,AD转换器本身的精度普通是低于0.05%的,最后失去的LCR表也会低于0.1%精度。当咱们对LCR表的精度要求顺便高时,对电阻的精度要求也高,精密电阻不好找。综合这些要素,最后选STC自带AD,代价是损失大批主参数精度,同时损失较多副参数精度。
    信号源是LCR表的一个外围部件,俄版的正弦信号发作器及0°、90°方波发作器,其综合功用并不会优于本电路,雷同,本电路显得非常简略,仅利用了一组RC滤波器及DDS顺序就实现了这两种信号的生成。
相对许多其它方式的LC测量电路,相敏检波器是LCR表特有的。本电路驳回开关式相敏检波器,功用良好。实测了几个数据,比我预想的要好。比如,小信号用0度轴检波,OP07输出失去293.5mV,用180轴失去-293.0,这当中蕴含用OP07的输出失调、万用表正反向测量误差0.1mV。OP07输出失调的主要缘由是输出端用3个1N4148二极管升压。但从最终数据看,两次测量理论值应是互为雷同数,实测仅误差0.5mV(0.2%),大信号时,误差还更小,本表驳回满度4500mV表头输出。
    本LCR电桥的相敏检波器依托单个模拟开关完成,可能克服偶次谐波,但没有奇次谐波克服才干。开关导通时间是半个基波周期,偶次谐波在半周期内共有整倍数谐波周期,谐波的直流平均值是零。奇次谐波,在半个基波周期内有N倍又1/2个谐波周期,多余的1/2周期的直流平均值不是零。DDS输出的奇次谐波是很小的。关于1kHz和100Hz,理论3次谐波幅值约为DAC分辨率的1/2,相当于-50dB左右。关于7.8kHz,驳回DDS时钟的2^n分之一倍,相噪小。因为7.8kHz频率与时钟较凑近,PWM型DAC的噪声大,谐波失真较大,所以电路中对DDS输出做了6级针对PWM的RC滤波,最后也使得谐波基本隐没(在示波器中,在第5级滤波时,就已经无奈发现谐波失真)。
    因为来自单片机谐波搅扰,有能够形成相敏检波品质降落,电路中的带通滤波器,正好对高次谐波有较强的克服才干。关于7.8kHz,假设没有这个滤波器,测量小信号时,噪声非常大,很容易形成末级过载。这组7.8kHz的滤波器阻抗不能太高,否则很容易耦合其它信号其它,而影响精度。假设利用16k+1nF,阻抗过高,关于7.8kHz频率时,耦合到的杂散信号足以使精度降落0.3%
管制相敏检波器开关的方波信号,本身也是一种搅扰信号,但关于这个低频电桥,它的影响可能忽略。从最终的正交分别才干测试来看,相敏检波器的功用优异,只管只用了一个电子开关


•设计要点:
本LCR表的各级缩小器,大多任务在大信号形状,所以要精心设计好缩小器,否则容易形成运放过载。
之所以抉择大信号,主要还是为了提高抗搅扰才干,使得LCR表更容易调试。可能在无屏蔽盒的情况下反常调试。
矿机元件普通都很大个,比如大环天线,直径常常到到1米,用线数十米,天线上的信号也很强。为了更可靠测量,还在电路中退出了带通滤波器。
交流缩小器由多级缩小器造成,设计时,不论增益开关处于那个形状,应保障第n级运输出信号大于等于第n-1级缩小器的输出信号。情理是:当不满足上述条件时,前级能够过载失真,而顺序全然不知。在音响系统中,前级调音台过载,可能被电平批示灯显示,也可能被耳朵听进去,这时,咱们就可能调大后级功放音量,调小前级调音台的增益,这样就不会失真了。然而,单片机顺序没有金耳朵,所以中间级电路本身不得过载,免得形成单片机误判。各运放的最大输出才干相反,所以最好的办法就是后级输出幅度大于等于前级输出,那么过载现象肯定惹起后级输出过大,进而毫伏表超量程,顺序立刻知道电路过载了。#p#分页标题#e#
1、表头满度值
表头满度是5.0V,因为OP07运态范畴限度及纹波等要素影响,表头满度设计为4.6V,对应950字。
2、相敏检波器增益
检波波器理论灵便度为2/3.1416*(2*51)/(20+4*51)=0.29倍
3、末级直流缩小量设计
末级直流缩小量过多,不利于提高信噪比,缩小量太少,会形成前级过载。
第三级(U2D运放)信号为A,它的最大不失真的幅度为A0,约为3.5V,取激进值为3.0V,表头满度设计为Vo=4.6V,OP07和相敏检波器的直流总增益是K
当正弦信号到达最大不失幅度A0时,须使表头必需满度,以不便判别能否过载,并充分应用表头分辨率。所以K的正当设计值是A0*K>Vo,算得K>Vo/A0=4.6/3=1.5。类似的,在音频功放中,要使功放失去充分的功率输出,功放的增益K要足够大,使得前级满幅时,功放可能超越最大输出Vo。
实践上,“K=Vo/A0”中的Vo斧正弦峰值上限。在正交检波输出后,是Vx和Vy两个量,并不间接输了峰值的Vo,要取模计算才失去Vo。即输入信号的模值到达Vo时被认定为表头满度。
为了进一步应用表头分辨力,可能驳回Vx或Vy判定表头溢出。但最糟的一种情况是,当被测向量是45度时,最大模值变为1.414V0,所须前级信号也添加了1.414倍能力满度。为了防止前级运放过载(U2D运放超越A0),K值也必需添加1.414倍,因此驳回正交量判断表头溢出时,K值须大于1.414*1.5=2.2倍。因此,关于0度或90度信号,A>V0/K,表头溢出;45度信号,A>1.414*V0/K,表头益出。
本电路OP07直流增益是11倍,K=11*0.29=3.2。容许0度或90度信号的A最大值为A=V0/K=4.6/3.2=1.44V。其中,K设计为3.2,比理论降落要求2.2大了40%,这样就留下了足够的余量,前级运放的静态才干余量更大,调试更容易。
4、第三级(U2D运放)缩小量设计
本级加了带通滤波器,衰减系数是1/3,7.8k档衰减系数是1/2.6。计算时按1/3计,7.8k档联合信号源另内查整。
7.8k档设计为1/2.6衰减系数,是为与信号源幅值配合。
为了使得本级缩小倍数大于1,所以运放至少要补救带通滤波器的衰减。
本级是可控增益的,最小缩小倍数设计为1/3*(13/3) = 1.44倍
经过开关切换,两档增益是3倍关系。
5、第二级(U2C运放)缩小量设计
本级也是可控增益,最小缩小为1倍(无电压缩小性能)
经过开关切换,两档增益是10倍关系。
6、第一级(U2A和U2B运放)设计
间接驳回俄版电路设计。电路增益是5倍。
7、DDS输出信号容许最大值
上面已算得,相敏检波容许最大电压输入值是1.44V
前两级最小增益是1.44*5=7.2倍
因此信号源顺序最大幅度限度为1.44V/7.2=200mV
因为信号源与坐标轴之间不必定正好是0或90度,所以200mV通常不会溢出。
100Hz移相小,容易溢出。为此,第三级输出电容驳回0.22uF,对100Hz有小量衰减,所以100Hz的DDS输出驳回200mV不会溢出。
最后信号源输出设计为:
100Hz,有效值140mV,峰峰值200mV
1kHz,有效值130mV,峰峰值180mV
7.813kHz,有交值0.10V,峰峰值140mV
调试电路时,测定一下信号源运放输出端的信号强度,须比小于等于以上电压设计值。假设比以上值高了10%,本LCR表不能可靠任务。
8、V/I变换器与差动输入的关系
当频率高时,V/I变换器运放的内部增益降落,运放负输入端对地电压不是零,当电流较大时,“虚地”电压也可高达数毫伏。此时,假设不驳回差动法检测量桥臂上的电压,误差会很大。为了对付这个效果,差动三运放须有较强的共模克服才干,两臂上的2k与10k电阻要尽量严厉对称。
关于上臂电压,为了消弭导线电抗影响,也是需求差动缩小的。
有些精简版的LCR电桥,不驳回差动三运放,而改用一个运放,这种情况下,电桥精度略有降落,而且只能用于较低频率的大Zx小电流(如1kHz以)条件下测定Zx
9、AD效果
单片机自带的AD只要10bit,用10倍步进,会影响精度。
为了改善这个效果,缩小器可控增益的调理以3倍左右的倍率关系步进。
其次,借助AD的高速才干及信号噪声,停止10倍过采样,AD的分辨力提高约1bit。
STC自带的AD,不能测量小于3字的信号。所以,电路中给输出直流信号加了偏置电压。这个偏置电压是应用OP07输出端的2k电阻与10欧电阻分压完成的。
10、V/I变换器与信号源的关系。
V/I变换器也存在过载效果,也要消弭它,只管人工切换量程时可能判别它能否过载,但关于没有阅历的利用者来说,并不容易,由于,用眼睛看失真,不如耳朵听失真来得容易。
V/I变换器过载的缘由有二,首先,那个运放的反应回路接了500欧左右内阻的电子开关,它相当于输出衰减器;其次,TL082内部串接了200至300欧电阻,也是一个限流衰减。这样一来,100欧档为了失去0.472V,TL082内部电压将是0.472*(500+300+100)/100 = 4.25V,此时,内部过载。
为了处置过载效果,驳回以下方法:思考到信号源TL082也有过载效果,所以上臂限流电路与下臂电阻电路设计成对称的电路,那么只需信号源不过载,V/I变换器也不过载。
此外,V/I变换器的20欧档,驳回了机械输助开关,那么相反电流下,更不容易过载的。
11、信号源
前述,V/I与限流器驳回对称结构时,Zx短路,V/I变换器输出端的电压与信号源输出端是一样的。信号源不过载,V/转换器也不过载。
信号源驳回DDS,频率精度高。可能输出恣意频率。本表驳回100Hz、1kHz、7.813Hz
不利用10kHz的缘由是:DDS的钟频驳回62.5k,输出频率10kHz时,频率已经比较接过钟频了,相位噪声大。为了消弭相噪,驳回钟频的2^n分之一的频率,这里利用1/8钟频。
信号输出加出了简略的RC滤波器,关于1kHz以下的频率输出,此滤波器相当于6阶滤波器,可能失去良好波形。关于7.813kHz,到了第5阶输出,在示波器中观察已基本看不到失真,到了第6级输出,已经是无奈间接观察到失真。
因为不是现实的高阶滤波器,Q值低,所以对7.813kHz的衰减很重大,为了放弃100Hz、1kHz、7.813kHz三档输出幅度相对分歧,应用单片机管制电子开关对1kHz和100Hz降幅。

五、菜单利用要点:
键名与菜单:
1键—X,2键—R,3键—L,4键—C,5键—Q,6键—F,7键—Rng,8键—Menu
利用8键加1键切换到菜单1
利用8键加2键切换到菜单2
利用8键加3键切换到菜单3
利用8键加4键切换到菜单4
利用8键加5键切换到菜单5
利用8键加6键切换到菜单6
利用8键加7键切换到菜单7
按下8键时,显示当前菜单号,假设再按下1至7键,跳到相应菜单。假设此时按下8键,前往原来菜单。
菜单1(Menu+X键):
这是开机启动默许菜单
1键(X):显示电抗X
2键(R):显示电阻R
3键(L):显示电感L或C,容量C的单位上加了一个小数点,L没有小数点
4键(C):串联与并联切换,暂时显示消息“P”表并联,“S”示意串联。在并联模式下,每隔数秒钟,会显增出4个小数点。
5键(Q):显示Q值#p#分页标题#e#
6键(F):频率切换,100Hz时,批示灯亮起,1kHz时不亮
7键(Rng):量程切换,4个批示灯轮跳
显示单位示意:
10的-12次方,显示为“P”
10的-9次方,显示为“n”
10的-6次方,显示为“u”
10的-3次方,显示为“大n”
10的0次方,显示为“小O”
10的3次方,显示为“三横”
10的6次方,显示为“d”
10的9次方,显示为“G”
在LCD1602版中,用X键切换“串联与并联”形式。其它参数是一次性显示的。第二行的第一个字母,假设为A示意100Hz,B示意1kHz,C示意7.8kHz。第二行的第二个,为1示意20欧档,2示意1k欧档,3示意10k欧档,4示意100k欧档
单位假设含有小数点,说明是容性电抗。
矿机高阻抗变压器,在1kHz时,有的会体现为容抗,而不是感抗。
接入Zx后,先设置好频率,而后抉择适合的档位。使得被测Zx的阻抗应与下臂电阻婚配,以取得高精度。设下臂电阻是A,那么Zx在A/30<Zx<30A范畴内可失去准确的结果。假设事前不知道Zx的估值,可能抉择1k档或10k档测量,失去被测Zx的R与X。当Zx是电感或电容时,其R小X大,因此根据X的测值从新抉择档位。当Zx是电阻,则R大X小,下臂应与R婚配,根据R抉择档位。
记住一个电抗值,1pF在1MHz下的阻抗是160k欧,1nF在1kHz下电抗是160k。
剩余电抗。本表存在剩余电抗。为此,测量pF级电容,先不接被测电容,测量出本底电容,我的LCR表本底是3.5pF,而后接上电容测量,若测得23.3pF,那么实践电容就是23.3-3.5=19.8pF,此法与Q表测得的电容比对,1字不差。
测小电阻时,切换到20欧档,按下机械开关,可能添加灵便度数倍。测量后,弹出开关,免得影响其它档。倡导改换为继电器,这样操作更不便。
扩屏显示小数位:按下当前显示值对应的键,就会显示为四位形式,但“单位”不显示了。再按一下1至5恣意键,参与四位形式。本LCR表白不到4位的精度,所以通常无需驳回4位显示。有时显示1.xx的数值,感觉精度不够,可能按此法裁减一下位数。
显示四个小数点,示意溢出。
显示“Err”,表下臂或上臂进去零值。在LCD1602版中,会显示DIV 0。
本表不设置调零性能。必要时用户需求自行减去零值。
测量时,先反省Zx一下X或R的值能否在量程范畴之内,假设超主量程,应切换档位。

菜单2(Menu+C键):
显示高低桥臂测量所驳回的运放增益档位,用于校准可控增益运放的相位误差。
上臂增益显示在前,下臂增益显示在后。LCD1602版,显示为“up:* dw:*”,其中up示意上臂,dw示意下臂。

  菜单3(Menu+L键):
这是调试菜单
1键:增益切换键,切换时,显示屏暂时跳出增益档信信号数秒钟,
3键:K3切换键,切换时,显示屏暂时跳出增益档信信号数秒钟
4键:相位旋转键,切换时,显示屏长期跳出置位信号数秒钟,相位旋转的程序是0度、180度、90度、270度
本菜单下,屏显内容是AD的读值。
在此菜单下,可能检测检波非线性。方法是:Zx接上一个10k电阻,切换到菜单3,用1键把增益置为0位,应用3键和4键,找一个读值为30以下的。接上去,1键更改增益,并记载读值。例如,失去32,92,302,902,理论增益关系是1、3、10、30,所以,以上显示值说明检波器线性度良好,但存在0点误差2字。以上数据一致减2字就正确了。在菜单7中零点误差矫正值。

菜单7(Menu+Rng键):
这是校准菜单,用Q键切换M0——M9。
初次下载时,这M0——M9的值是为-1,若以后有新版顺序更新下载,普通不扭转M0至M9,能否扭转参数值,与顺序设计相干。
假设延续按5次C键(肃清键),参数复原为默许值,而后按下L键保留即可。
1键(X键):数值添加
2键(R键):数值减小
3键(L键):保留键
4键(C键):清零键
5键(Q键):参数切换键,向左
5键(F键):参数切换键,向右
6键(Rng键):快速校准时利用
初次利用时,请设置好这些参数,否则LCR表无奈反常任务。
假设对LCR表的副参数精度要求不高,间接驳回默许值即可



六、校准LCR表
菜单7为调校菜单,共10个参数,标识为M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M3.,M4.,M5.,M6.,M7.,M8.含义如下:
M0是100Hz时的零点校准。默许值是22,单位是“字”。
M1是1kHz时的零点校准。默许值是22,单位是“字”。
M2是7.8kHz时的零点校准。默许值是14,单位是“字”。
M3指V/I变换器20欧档的相位补救值。默许值是0,单位是“0.001弧度”。
M4指V/I变换器1k欧档的相位补救值。默许值是0,单位是“0.001弧度”。
M5指V/I变换器10k相位补救值。默许值是0,单位是“0.001弧度”。
M6指V/I变换器100k相位补救值。默许值是25,单位是“0.001弧度”。
M7指第二可控增益运放的相位补救。默许值是16,单位是“0.001度”。
M8指第一可控运放的相位补救值。默许值是20,单位是“0.001弧度”。
M3.是V/I变换器20欧下臂电阻校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
M4.是V/I变换器1k欧下臂电阻校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
M5.是V/I变换器10k欧下臂电阻校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
M6.是V/I变换器100k欧下臂电阻校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
M7.指第二可控增益运放的增益校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
M8.指第一可控运放的相位增益校准。默许值是0,单位是百分之0.01。
在LCD1602版中,以上15参数区分示意为:
Z0、Z1、Z2、R1X、R2X、R3X、R4X、G1X、G2X、R1、R2、R3、R4、G1、G2
假设参数设置乱了,可能延续按5次C键(肃清键)复原为默许值,再按L键保留。
测量之前,需预备好几个电阻:
校准V/I变换器,需四个已知阻值电阻:20欧、1k、10k、100k
校准可控增益缩小器,需两个已知阻值电阻、3.3k、10k欧
在1kHz和7.8kHz下、区分在相应的档位接入20、1k、10k、100k被测电阻,高低臂的缩小倍必需相反,否则无奈停止幅、相校准。用“M+R”键进入反省菜单,显示为“1,1”说明高低桥臂相对平衡,且信号缩小驳回了同一增益。假设是“1,0”或“0,1”说明信号幅度不正确。

(一)调校零点偏移(M0、M1、M2参数)
零点调校这是LCR表主参数准确的前提。倡导做为调校的第一步,免得影响其它校准任务。用本电路指定的元件型号制造,成品的零点参数几乎相反,因此通常可能间接驳回默许值。
100Hz的零点调校参数是M0调校步骤:#p#分页标题#e#
1、频率置为100Hz,档位置为100k欧
2、接上1%精度的10欧电阻
3、在菜单1(启动后的默许菜单)中读取R值
用100k档测量10欧电阻,精度会比较差的,读值跳动10%是反常的,因此,读取平均值即可。
假设读值与10欧偏离超越5%,则应调整M0的值。每调大0.1字,读值减小0.5欧左右。如偏向大2欧,大概需求把M0调大0.4字。
调理M1、M2的方法与调整M0的方法相反,只须把频率设置为1kHz和7.8kHz即可。
每次按下按键,蜂鸣器响起,单片机电流变大,惹起测量不稳,所以要等蜂鸣器停响才会巩固。
(二)V/I变换器、后级缩小器相位补救(M3、M4、M5、M6、M7、M8)
频率置为7.8kHz,量程置为1k欧档
1、接入20欧电阻,20档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M3要设定的值。
2、接入1k欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M4要设定的值。
3、接入10k欧电阻,10k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M5要设定的值。
4、接入100k欧电阻,100k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M6要设定的值。
5、接入330欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M7要设定的值。校准三倍档相位
6、接入100欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M8要设定的值。校准十倍档相位
例:接入100欧被测电阻,测得Q值,存入M8。比如测得0.020,须将M8置为20。
注:关于1k档1kHz,被测电阻在640—1000欧为(1,1),640—440放弃,440—280为(0,1),280—250放弃,250末尾启动(0,2),85—75放弃,75以下(0,3)。
(三)V/I变换器、后级缩小器幅度补救M3.、M4.、M5.、M6.、M7.、M8.
保留相对误差万分数。
区分切换到相应档位,接入20欧、1k欧、10k欧、100k欧已知电阻。频率1kHz。测出误差,而后把批改量存入M3.至M8.
后级缩小器补救方法当与上述校准类似。

(四)快速校准:
以上校准,实践操作时比较费事。实践校准,可能驳回快速校准法。
进入菜单7之后,用Q(向左)或F(向右)键换各参数。
1、M0校准,接入10欧电阻,按Rng进入测量值显示形状,档位会被动切换,按X或R键停止增减,使R读值为10欧,按Rng参与。(倡导调校)
2、M1校准同M0。(倡导调校)
3、M2校准同M0。(倡导调校)
4、M3校准,接入20欧电阻,按Rng进入测量值显示形状,按X或R键停止增减,使Q读值为Q0,按Rng参与。(本档可不校准,置0即可)
5、M4校准,接入1k欧电阻,校准方法同M3。(本档可不校准,置0即可)
6、M5校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(本档通常置0即可)
7、M6校准,接入100k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
8、M7校准,接入3.3k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
9、M8校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
10、M3.校准,接入已标定的20欧电阻,校准方法同M0。 (假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
11、M4.校准,接入已标定的1k欧电阻,校准方法同M0 。(假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
12、M5.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
13、M6.校准,接入已标定的100k欧电阻,校准方法同M0。(假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
14、M7.校准,接入已标定的3.3k欧电阻,校准方法同M0。(假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
15、M8.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(假设电阻挑选精确,本档可不校准,置0即可)
Q0不必定为零的。开路时,测量出剩余电感抗为X。那么,校准时接上电阻R,则Q0=R/X。如开路X=5000k欧,接上100k电阻,Q0=100/5000=0.020
LCD1602版,不必关心Q0,间接调到剩余电容显示为开路剩余电容即可。
校准M0、M1、M2时,读值跳动比较多,取平均值即可。LCD1602版,屏上会揭示待接入电阻的阻值。
相位校准后,测Q精度有提高,大概有效测量可能降职到300,误差为Q/300,相当于D值误差0.003左右。测得Q=300,即D=0.0033,它的真值0.0033±0.003,或许说Q的真值在150至无量大之间。
校准后,测量Q大于1000的电容,应显示为999


七、对于误差
误差主要起源:
1、AD分辨力、单片机内的DDS噪声等惹起的电桥计算误差。约引入0.2%误差。繁难测试方法:接入1k电阻,1kHz档校准后,检查7.8kHz与100Hz的测值偏向情况。
2、V/I变换器误差,误差0.15%,这与校准精度、下臂电阻温漂,差动三运放电阻温漂等无关系。校准时,尽量驳回99xx阻值电阻,而不要利用10xx电阻。它们的分辨力相差10倍。
3、三倍可控增益校准误差0.1%
4、十倍可控增益校准误差0.1%
5、高阻测量时,还有一些搅扰惹起误差
主量程内的误差,是上述误差的均方值。即sqrt(0.2^2+0.15^2+0.1^2+0.1^2)%=0.3%
实测比对,误差普通在0.1%至0.3%之间
思考到临时巩固性效果,误差预计为0.5%
对于基本误差:
基本量程精度是0.5%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍时,1kHz档精度到达0.5%,实践上,1kHz下做了一个小测试,测定了100至200k的十个电阻,精度全副到达0.25%左右
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍之外时,误差变大。Zx在/1/30倍与50倍之内,可按300字测算精度,即0.3%,做为误差目的驳回0.5%即可。
最小分辨阻抗:
本电桥最小分辨阻抗:下臂按300字激进预计,那么上臂1字分辨力对应的阻抗是下臂电阻的1/(300*30)≈1/10000
因为上臂阻抗很小时,下臂会凑近于满度,约为700字,AD转换又驳回了过采样,分辨力提高一倍以上,所以下臂至少到达1500字的分辨力。因此,最小分辨阻抗为实为1/(1500*30) ≈1/50000,关于100k欧档,可分辨到1至2欧
20欧档的最小分辨阻抗是20/10000=2毫欧。
1k欧档的最小分辨阻抗是1000/10000=0.1欧。
10k欧档的最小分辨阻抗是10000/10000=1欧。
100k欧档的最小分辨阻抗是100000/10000=10欧。
异样情理,最大阻抗分辨力为量程电阻的10000倍
100k欧档的最大分辨阻抗是100k*10000=1G欧左右。阻抗高了,很容易遭到搅扰,实践无奈分辨到G欧,只能分辨到和百兆欧。
最小单位显示符号:电抗(X和R)为mΩ,L为uH,C为pF
显示字数:3字,裁减显示为4字。3字显示时,电感只显示到0.01uH。LCD1602显示屏,间接显示为4字。
按下L键,显示L或C。当电抗X为负值时显示电容量,为正时显示电感量。当X处于零点上正负跳动,此时显示L或C跳变,C会很大,L会很小。抉择正确的档位,不会出现这个效果的。
有效分辨阻抗与精度示意:
有效分辨阻抗 = 读数的1/300 + 最小分辨主抗
如:测得电阻48.44欧,它并不能分辨到0.01欧,实为48/300=0.16欧
如:测得电阻30.01毫欧,它并不能分辨到0.01毫欧,实为30/300+2=2.1毫欧,实践分辨力会好一些,测量到1毫欧效果不大。#p#分页标题#e#
100Hz、1kHz档主参数精度表白表示:
20欧档精度:0.5% of reading + 2毫欧, 0到50*20欧=1k欧
1k欧档精度:0.5% of reading + 0.1欧,0到50*1k=50k欧
10k欧档精度:0.5% of reading + 1欧,0到50*10k=500k欧
100k欧档精度:0.5% of reading + 10欧,0到2M欧,高阻测量须思考剩余电阻。
5M至100M欧读值仅共参考,未测试,
副参数的精度比主参数的精度低。X与R,起主导作用的那个为主参数。如,电容以容性为主时,主参数是X,副参数是R。电阻的主参数普通是R。
副参数的串联电抗比主参数小,有效读数也会比较小,因此误差变大。
副参数的精度表白方式与主参数相反,但reading部分要用主参数读值代入。
主、副参数,是用等同增益缩小器输出,而后采样并运算失去的。所以它们的分辨力是相反的。
对于大电容ESR的测量误差:
ESR指等效串联电阻,LCR数字电桥是测量ESR相关于繁难的阻抗法测量,精度要高很多的。这块LCR表频率不高,只做到7.8kHz,所以测量ESR的实用范畴较小。假设仅仅是想知道10kHz左右时的ESR,电桥可能准确测定的。精度方面与电容材质、容量无关。高Q的电容,即ESR非常小的电容,本表基本上无能为力,测不了,常常间接显示为0或-0。
本表可能测量Q值低于200的电容ESR。
设容抗为X,ESR的有效分辨力是“2毫欧+X/300”
假设Q小于1,ESR的有效分辨力是“2毫欧+R/300”
大于200的,ESR测量不可靠的。举例来说:低压的CBB22电容,测不了,它的ESR太小了。
例1:0.47uF/630V CBB22电容为例
我的LCR表测得结果是:容抗X=-43欧,R=-0.01欧(0与-0.01之间跳),Q = 43/0.01=4300。
显然,这个ESR测量结果是不正确的,甚至出现了负值。
本表测量这类电容的ESR,有效分辨力是容抗的1/300,也就是说,容抗43欧,只能分辨到43/300=0.14欧。做失望的误差预计,它也难以分辨到0.14/2=0.07欧。这就形成它无奈测量这个CBB电容了,由于该电容的ESR小于0.07欧
例2:1uF/400V CL21电容
我的LCR表测得结果是:X=-22欧,R=0.22欧,Q=100
有效分辨是22/300=0.07欧,如今测得的ESR是0.22欧,比0.07欧大得多,因此这个测值是有效的。
精度做最坏预计:0.07/0.22=30%,当然,上面的分辨力预计有很大的余量,实践误差是小于30%的。
例3:测量电解220uF电容
我的LCR表测得结果是:X=-96.7毫欧,R=101毫欧,Q=0.95
有效分辨是101/300+2=2.3毫欧,如今测得的ESR是101毫欧,比2.3毫欧大得多,因此这个测值是有效的,而且精度很好。
以上测试频率为7.8kHz,20欧档

电感电容的分辨力:
电感分辨力约为2 mΩ/(6.28*7.8kHz)=0.04uH,实践可分辨到0.01uH至0.02uH左右。
频率7.8kHz时,电容分辨力约为1/(6.28*7.8kHz*1G欧) = 0.02pF,实践受搅扰,有效分辨率仅0.05至0.1pF左右
电感、电容误差,依照X的误差预计即可。Q值较大时,X误差就是基本误差0.5%
Q值精度:
Q值精度比较不凡。串联测量时Q=X/R,并联法测量时Q=R/X。Q值的误差实践上是X和R二者中精度最低的那个。
相对误差是:(主参数分辨力 + 量程固定误差) / 副参数读值
也可写为:(Q * 副参数/300 + 量程固定误差)/ 副参数 = Q/300 + 量程固定误差 / 副参数
Q值较大时,因为Q值误差较大,相对误差示意为:Q/300即可。
例如,Q=300时,误差能够到达300/300=100%,如600Q能够测为300Q,高阻时,噪声大,Q误差能够更大,低阻时误差普通小于100%
综上,Q值大于300,本表测Q已经不可靠了。可能以为,读数大于500的,本表测值为无量大。
D值精度:
本表不显示D值。D值是Q值的倒数。误差为0.003+2毫欧/ESR,在D<0.5时评价
1000pF以下的Q值测定精度:
这种小电容,普通要用7.8kHz档测量,以考察它的高频Q值。
以下是7.8kHz情况下探讨测量原理与方法。
本表存在正负70M欧兆至2G欧的并联剩余电阻。而且这个剩余电阻是很不巩固的,漂移重大,有时是70M,有时变为500M。
思考到剩余电阻的不巩固性,所以当被测电容的并联损耗电阻凑近于剩余电阻时,Q值就无奈测定了。通常只能测量40M欧以下的损耗电阻。
10pF的容抗是2M欧,假设它的Q值是20,那么它的并联损耗电阻是40M欧,已经凑近于剩余电阻了。
关于10pF电容,只能测量20Q,大于20的,只能知道这个电容Q值大于20,详细Q值本表无奈分辨,兴许它的Q值是1000。
关于50pF电容,只能测量100Q。
关于100pF电容,只能测量200Q。
上述举例的3个不同容量电容,当测到了它们的上限值(20,100,200),误差是很大的。结果也只是作为参考。
小容量电容ESR测量误差起源:
其一是AD分辨力和鉴相器的综合误差,它对ESR误差的贡献是A=X/300(X为电抗分量)
其二是不巩固的并联剩余电阻形成的误差。其值为R0=50M欧估值。
关于Q>2,R0转为串联模式,其值为r0=X2/R0
因此,ESR误差为A+r0 = X2/R0 + X/300 = X ( X/ R0 + 1/300 ) 
从上式看,当X/R0<1/300,即X<170k欧(C大于120pF),R0引入的误差变为次要,误差间接驳回X/300预计即可。
也可能驳回均方误差预计,所得误差值会小一些。又由于R0估值有较大余量,所以间接取X2/R0与X/300两者中较大的为误差预计项即可。
例1,测得220pF独石电容的电抗为90k欧,那么ESR误差是90/300=0.3千欧。
例2,测得80pF瓷电容的电抗为230k欧,那么ESR误差是230*0.23/50)=1千欧。
例3,测得20pF瓷电容的电抗为2.2M欧,那么ESR误差是2.2*2.2/50)=0.1M欧。关于这种电容,要想应用这个LCR表预计Q值,倡导在并联形式下,观察接入20pF电容前后等效并联电阻的变动情况。如,接入前是100M至150M欧之间跳变,接入后也是在这个范畴内跳变,说明这个电容的Q值很高,在200以上,LCR表无奈分辨。也可能多个相反的电容并联起来测量,失去的Q值将变得准确许多。其实,7.8kHz的电桥是不合适测量这么小电容的Q值的



下表是洞洞板LCR表电阻测量精度实测(未做相位校准):
被测电阻        档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
2.5mΩ        20欧        2.2 mΩ        3.1mΩ        2.2 mΩ
7mΩ        20欧        7 mΩ        7 mΩ        7 mΩ
14mΩ        20欧        14 mΩ        13 mΩ        13 mΩ
223 mΩ        20欧        222 mΩ        222 mΩ        222 mΩ
2.210M        100k并        2.213M        2.205M        2.187M#p#分页标题#e#
4.436M        100k并        4.46M        4.42M        4.30M
Zx开路时,100k档并联剩余电阻是2.4GΩ(100Hz),2GΩ(1kHz),127MΩ(7.8kHz),利用并联法测量电阻,所得阻值实践上是剩余电阻与被测电阻的并联值。
上表2.21M欧7.8kHz测量,并联值是2.21//127 = 2.17M欧,实践显示为2.19M
上表4.44M欧7.8kHz测量,并联值是4.44//127 = 4.30M欧,实践显示为4.30M
串联法测量高阻值电阻,在7.8kHz档,受剩余导抗影响,测值误差很大。因此,测量高阻值电阻,应并联法测量,而不应利用串联法。
下表LCD1602版实测精度(已做校准):
3.126欧电阻实测(此电阻用直流电桥法测得)
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        3.120        3.122        3.120
1k欧        3.10        3.13        3.12
10k欧        3.1        3.0        3.1
100k欧        3.0        2.5        2.5
50.4欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        50.37        50.38        50.35
1k欧        50.41        50.48        50.36
10k欧        50.22        50.37        50.40
100k欧        51        51        50
100.2欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        100.0        100.1        99.92
1k欧        100.0        100.0        100.0
10k欧        99.99        99.95        99.95
100k欧        100.1        100.0        100.0
297.6欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        297.5        298.0        297.1
1k欧        297.6        297.6        297.3
10k欧        297.2        297.7        297.1
100k欧        296.2        297.0        296.5
994.2欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        994.0        995.5        994.2
1k欧        993.5        994.6        994.0
10k欧        993.5        994.5        993.8
100k欧        993.0        993.0        992.0
3.285k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        3.290        3.298        3.276
1k欧        3.284        3.288        3.283
10k欧        3.283        3.289        3.282
100k欧        3.283        3.288        3.280
19.99k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        20k        20k        20k
1k欧        20.02        20.03        20.00
10k欧        20.00        20.00        19.99
100k欧        19.98        20.01        19.97
26.64k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        26.4        26.4        26.3
1k欧        26.68        26.70        26.65
10k欧        26.66        26.70        26.65
100k欧        26.66        26.69        26.64
468.2k电阻实测(并联法)
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        430k        390k        390k
1k欧        470k        470k        466k
10k欧        469.9        470.0        466.8
100k欧        469.8        470.0        465.5
2.209M电阻实测(并联法),7.8kHz剩余电阻150M欧
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        *        *        *
1k欧        2.2M        2.2M        2.2M#p#分页标题#e#
10k欧        2.213        2.215        2.159
100k欧        2.215        2.205        2.165

L、C的测量精度,与Q和X的测量精度无关。当Q大于1时,测量精度可能参考电阻测量精度。X分量反而变成炼参数,精度降落。
测量小电感时,因为频率过低,是不能齐全反响高频形状的。例如,用5米长0.38mm线径漆包线绕的空心线圈,10kHz时的电感量是35.5uH,到了1MHz体现进去的电感量会比大于该值,即在10kHz与1MHz两个频率下体现进去的电抗是不同的。1MHz频率下铜线的趋肤深度是0.066mm,10kHz频率下趋肤深度是0.66mm,在10kHz下,趋肤深度远大于这条导线半径,所以导线的内自感是0.05uH*5=0.25uH,当频率到达1MHz,内自感变为2*0.066/(0.38/2) * 0.25uH = 0.17uH,这就是说,低频测量多测出了0.08uH的内自感。线圈有分布电容及对地分布电容约2pF至3pF,这会使它在1MHz时体现出的感抗变大0.5%的。频率高了,线圈中各点的电流不是同步建设的,这些也可能归算为分布电容的影响,会使高频电抗进一变大。电感绕线用的传导铜线的长度大,容易遭到各种要素影响,所以不必希冀低频法测得的电感量外推到高频还会有相反的精度。
有的电感小到只要零点几uH,本表也可能测量。为了使仪表更可靠的任务,初次装置LCR表,倡导对它停止验证。方法如下:
制造一个3uH左右的铁硅铝磁环电感,也可能利用色环电感或空芯片圈,假设驳回空心线圈,测量其间应确保线圈不变形。此电感间接焊接在主板上,测得电感量为L0。而后取一个电阻R从R17下端接到R18下端(虚地),并测得电感量L。那么现实测值应为L = L0*R/(R17+R),本电路R17是1k欧。以下是一组实测结果:
(铁硅铝磁环线圈,f=7.83kHz,Q=5,L0=2.84uH)
R(欧)        L(理论)        L(测值)        备注
无量大        L0=2.84uH        2.84uH+0.01uH        正跳0.01uH
2100        1.92uH        1.92uH+0.00uH        不跳
300        0.66uH        0.65uH        正跳0.005uH
100        0.26uH        0.24uH+0.01uH        正跳0.01uH
51        0.14uH        0.12uH        不跳
25.5        0.07uH        0.05uH±0.01uH        正负跳0.01uH
以上实测结果标明,零点几uH的电感测量,误差约为0.01uH的,量化噪声约为0.01uH。
以上数听说明,此LCR表存在零点偏移0.02uH,可能思考更改菜单7中停止7.8kHz的零点批改值。
实践的零点几uH电感,在7.8kHz时,很多Q值小于1,噪声变大。输入端的差模噪声,一部分是低频噪声,也有高次谐涉及其它搅扰信号等。这些噪声对小信号有较大影响。电感量相反的电感器,假设Q值低,等效串联电阻大,电感器上的总压降添加,噪声总量也会添加一些。因此,0.1uH的低Q小电感,显示值会跳动达正负0.02uH。当被测电感0.2uH以上,抗搅扰才干添加了许多。此外,共模搅扰信号,对测量也有影响,由于,此时的共模信号强度是差模信号的几十倍。
当电感的Q值非常低时,电抗X值几乎为零,在噪声影响下,X能够变成负值,这时能够显示为电容了(负电抗会有一个带小数点的单位)。
•高阻测量的剩余电容效果:
数字电桥存在一些开路剩余电容,剩余电容是有损耗的,即含有电阻分量。不同频率档位,残电容基本相反,但剩余损耗电阻是不同的。1kHz与100Hz,剩余并联损耗电阻是G欧级的。7.8kHz的剩余并联电阻会小一些。
开路剩余损耗电阻相当于并联在被测Zx两端,因此,当咱们测量一个高阻电抗,假设试图批改结果,应利用并联原理批改。这时,请利用并联法测量。
剩余电容的容量在1kHz和7.8kHz下,不管是串联还并联,容量是相反的,这是由于剩余电容的Q值较大,所以串或并联剩余电容相反。测量小电容时,应减去剩余电容,才是真正的电容值。
100Hz下,通常无需思考剩余电容效果



八、DDS信号发作器
这是本LCR表的利用的外围技术。应用它完成了精确的相位管制,并输出正弦波。
DDS即“间接数字频率分解器”
普通驳回公用DDS芯片,以取得高功用。利用公用DDS,如AD9833等芯片,价钱贵,而且是MSOP封装,焊接不易,给DIY带来了一些妨碍。此外,AD9833与单片机联合,完成0度、90度、180度、270度移相方波,也是比较费事的。
如今的单片机,速度快,可能间接分解音频波形,同时精确输出移相方波。
单片机DDS算法原理:
正弦函数y=sin(x),其中相位量x与时间成正比。即相位x随时间添加而线性添加。
先发生随时间线性变动相位序列x,同时应用查表法失去sin(x)的值,并应用DAC将sin(x)的值即时输出。
在单片机中设置定时器,每隔dT时间,相位累加dX,就失去x,x+dX,x+2dX,x+3dX……的相位序列。每发生一个相位,同时输出相应的sin(x)值。
算法确定后,接上去就看硬件上能否反对以上算法,假设反对,写出相应顺序即可。
在单片机的内存中,存放了方波函数值查问表、正弦波函数值查问表,dT中缀离开时,先输出x对应的正弦波数值,接着在另一个端口马上输出x+0度(或x+90度)方波函数值。这样就失去了LCR电桥所需的两个信号源。当前输出方波是x+0度还是x+90度,dT中缀时期,不要利用if语句来判别,而应写面“x+初相变量”的方式,初相变量是事前设定好的。这样,x+0度方波与x+90度方波之间的相差就是严厉的90度关系。
为了使波形相位巩固,dT的中缀优先级须置为最初级别。
STC12C5A60S2,内置了DAC,并且dT可能设置得较小。



九、相位补救技术
相位补救,实践上就时去除剩余Q值或D值。
可控增益缩小器相位补救原理:
测量上、下桥臂,假设缩小器入于相反的增益档位,两组测量的移相是相反的,互相低消,可能忽略。假设两臂测量驳回不同的增益测量,则移相不可忽略。缩小器移相引入的误差,对四个档位的测量都有影响,而不单单是高阻抗与低阻抗两种不凡情况。这是由于缩小器的移相存在,形成高Q的CBB电容的Q值根本无奈测量。为了处置这个效果,须提高7.8kHz下Q值的测量精度,现实的办法就是驳回相位补救。
两个可控增益缩小器的移相是不同的。留意,在频域看,是相位滞后,时域看,其实就是缩小器对正弦波的延时照应,对不同的频率,延时量基本相反,而1kHz档周期长,所以延时引入的误差基本可能忽略,关于7.8kHz档,这种延时不可忽略,它对相位的影响,是1k档的7.8倍。
批改方法,测定出两个缩小器的相关于1倍增益时的移相。第一级可控增益缩小,是1倍和10倍两档,咱们要测出10倍档的添加移相。第二级可控增益缩小,是1倍和3倍两档,咱们要测出3倍档的添加移相。
频率置为1kHz,档位驳回1k欧档。1k档阻抗低,对分布电容不敏感,所以利用这个档位来捕获后级缩小器的移相,而不且前级受分布电容的影响。1k档的阻抗,也远比引线电感阻抗大,引线电感可忽略。
接入不同的被测电阻,测得不同增益档位下的相位偏移(Q值实践上就是它的相位偏移角度)。增益档位可能利用菜单4监督。
测得不同电阻下运放增益档位与移相数据如下:
下表数据,增益档位为0是1倍档,1是3倍档(源于第二可控运放),2是10倍档(源于第一可控运放),3是两个缩小时同时缩小,共3*10=30倍,增益档位利用菜单4检查。
51.00k电阻:上臂0,下臂3,Q=0.027
20.00k电阻:上臂0,下臂2,Q=0.016#p#分页标题#e#
2.200k电阻:上臂0,下臂1,Q=0.016
1.000k电阻:上臂1,下臂1,Q=0.000
0.330k电阻:上臂1,下臂0,收音 无线电DIY制作,Q=-0.016
0.200k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.100k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.051k电阻:上臂3,下臂0,Q=-0.036
由上表的低阻部分可知,3倍档移相0.016弧度,10倍档移相0.02弧度,30倍档移相是0.036弧度,正好就是前两档之和0.016+0.020,与理论值相符。
上表的高阻部分,如51k档时的移相,未能到达现实的+0.036,这是表笔分布电容形成的。
顺序设计时,只需已知缩小器的总移相θ,就可能对结果停止批改。
设原测阻抗是a+jb
批改方法是:a 2= a*cosθ-b*sinθ,b2=a*sinθ+b*cosθ
本LCR表,只需在菜单7中输入两个缩小器的移相的弧度参数的1000倍即可。当然,测量缩小器移相时,这两个参数必需置0
批改后电阻验证法:取上述被测电阻重测,相位误差应为0,即Q=0
批改后电容验证法:在20欧档验证CBB、CL电容,取两个两同0.47uF CL电容,它的ESR稍大,单个测得ESR为R,两个串联则应为2R,并联须为R/2。测量低压的CBB,不管如何串并联,测得的ESR普通为0,Q为999显示。也可能用低压CBB电容串联低阻电阻,失去可测定的ESR
上述测量用7.8kHz档。
V/I变换器的相位补救:
V/I变换器引入的相位误差有两方面
高频低阻大电流测量,相位误差主要是引线电感及仪表三运放的共模克服才干惹起的。这方面毋庸软件批改,三运放的共模克服良好,其误差可忽略,引线电感可能驳回相对值法消弭,与万用表200欧档测量电阻时“去除表笔电阻”得真值的原理差不多。
高阻测量,V/I变换器的相位的误差就比较费事,最好驳回软件批改。
高阻相位误差起源可分两部分:
其一、分布电容引入的附加耦合,如虚地对信号源热端的分布电容,TL082内部两运放的分布电容耦合、信号源品质等,都能够形成信号耦合。因此上臂的电流实为被测Zx上的电流与附加耦合的电流之和。其二、来自下臂输出对虚地的耦合(或其它受控源耦合),等效为下臂电阻上并联了一个分布电容。它形成下臂输出相位滞后。100k档相位误差最重大,而10k档相位误差按100k档相位误差的1/10预算即可。从频域看,相当于下臂电压发生了小量顺时针旋转(滞后),而对幅值的影响基本可能忽略。
以下建模计算分析。测试线分布参数属于被测电抗X的一部分,上臂限流电阻与下臂电阻等值,都是100k,记作R,运放照应延时等效阻抗为Z1(并联在下臂R上),LCR表测得下、上桥臂阻抗比为k,无相位误差时k的现实值为k=U2/U1=R/X,而实践存在如下关系:


R是已知的,k可能由LCR表间接测得,A可能经过校准失去,当B也测得,那么就有X=k*R*A*B。其中,Z0与Z1只相当于几个皮法电容的电抗,所以电抗很大。
那么,应如何理解A和B呢?当X很小时,如X=2k欧或5k欧,B是凑近于1的,相位偏移量的附加量是A惹起的,B几乎不起作用。当X很大时,A和B同时惹起相位偏移,偏移量是A*B的角度量。
假设仅用Z=k*R*A示意测量结果,那么Z实践上是Z = X/B = X/[1+X/(Z0+R)] = X*(Z0+R)/(X+Z0+R) = X//(Z0+R),高阻测量时,X是被测电容与表笔分布参数的并联电抗,而且Z0+R与X并联,说明最终失去的Z是Z0+R、表笔电容、被测电抗者的并联值。
综上,A示意V/I变换器的的附加相位偏移,B则反响一个论断,用Z=k*R*A作为结果时,它是开路剩余电抗(Z0+R与表笔电抗并联)与被测电抗的并联值,因此,为了失去X,应以并联法扣除开路剩余电抗。
经过以上分析,就可能失去一个很有效的A值测量打算:测定时,用Z=k*R计算阻抗。因为Z0和Z1比R大得多,所以A的模值凑近于1,他对测量结果的模幅值的影响可能忽略,只有思考A惹起的移相,免得形成Q值测量重大误差。接入5k被测色环电阻(5k电阻Q值几乎为0的),B就凑近于1且车辐角凑近于0,因此测得Q值正是A的相位。所以,A就是模值为1,辐角为Q的双数。
直得留意的是,DDS前级、后级缩小器输出也会存在一些剩余耦合,高阻测量时,它也会使V/I变换器发作相位偏移。它们的影响,异样可能归算到A和B之中。
V/I变换器负反应电阻上并联一个小电容,从输出端看,它惹起电压相位滞后。从输入端看,相当于入一个超前的电流(超前补救)。频率越高,这种反应越强。有的LCR表驳回一些技巧,减小高频反应,如,100k反应电阻利用10k与90k串联,串联的核心对地接一个小电容,这个电路,在高频时对反应信号旁路,减弱了高频反应,起到了补救作用。
十、多途验证记载:
验证1:高Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22电容做为基准器件。这种电容具用很高Q值,它的Q值是大于这个LCR表的测量上限的。
X=16k,800至999(10k档)
X=1.6k,700至999(1k档)
X=200欧,500至999(1k档),999(7.8k档)
本LCR表有效测量上限为300左右。测得以上Q值,属反常,上误差容许范畴内。本LCR表最大显示限度为999
验证2:低Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22高Q电容,与3.14欧电阻并联。并联之前测得容量为101nF
用并联法测量。1kHz,测得容量为60nF,7.8kHz测得容量为80nF(此时Q值显示为0.012左右)
理论Q值是3.14/200=0.016,实测0.012,误差4字
经查,这4字误差是二线法测量形成的。转到串联形式,表笔短路,测得表笔剩余电抗是+9毫欧。
大串联法重测这个阻容并联体,等效串联电抗是-37毫欧,显然,去除表笔剩余值后,正确值是46毫欧。因此,矫正后Q值是46毫欧/3.14=0.015,与理论值很凑近。
验证3:
测量0.47uH空心线圈(Q表测量),测值也是0.47uH(已去除表笔剩余电感)
验证4:
取一段0.18平方毫米铜线,对拆绞合,构成无感电阻。今测其剩余电感。
用7.8kHz,20欧档,测得电感量是0.36uH,ESR=294毫欧,去除表笔电感量0.20uH,得电感量0.16uH
用1MHz高频伏安法测得约值是0.2uH
因为这种电感Q值低,电感量不好测量,两种测法误差都比较大,而且电感与频率相干,故只能做粗略比较。两种测法所得结果差不多。
验证5:
20pF小电容测量,与Q表对比,仅相差0.1pF
验证6:
取5个5pF电容并联,测量Q值,失去Q=300,还算满意。
验证7:
接入10欧电阻测试分辨力,用100k档测量,测得三种频率下阻值均为10欧(跳动正负0.5欧)
验证8:
测试电阻,测了几十个电阻,误差均小于0.5%
验证9:
用网线测量毫欧电阻。应用长度测量换算电阻,并与测值比对,可分辨1毫欧。网线电阻率事前用直流电桥测定。
验证10:
取相反的0.47uF/630V CBB22,镀锡包铜钢线引脚,测得单个Q=999(超量程),两个相反的电容并联或串联,也是Q=999。显示正确
验证11:
1uF/400V CL21电容,测得ESR=0.18欧,EPR=2.2k
0.47uF/630V CBB22电容,测得ESR=0.01欧,EPR=百几k欧
测试线电阻0.013欧
两电容并联,测得EPR=2.1k,ESR=0.10欧
计算验证:去除导线电阻,两电容ESR区分为0.17,0.00,并联后的ESR为0.17*(1/1.47)^2+0.013=0.09,与测值0.10相近。
验证13:#p#分页标题#e#
用不同的量程,同测一个电容的Q值。
以下Q值区分是20、1k、10k、100k档测得
0.47uF/630V CBB22电容,镀锡铜包钢线引脚,1kHz,X=344Ω:
7.8kHz,四档测Q值:999,999,800,20
1kHz,四档测Q值:999,999,800,999
100Hz,四档测Q值:500,600,900,999
0.1uF/100V 500,涤纶电容,1kHz,X=1.47kΩ
7.8kHz,四档测Q值:127,120,140,500
1kHz,四档测Q值:210,210,210,190
100Hz,四档测Q值:500,900,400,800
3.3nF红褐色电容,曾用于V/F变换器实验,成果非常好,1kHz,X=47.6kΩ。
7.8kHz,四档测Q值:3,150,800,800
1kHz,四档测Q值:150,999,999,999
100Hz,四档测Q值:500,999,999,999
2.2nF涤纶。1kHz,X=70.9kΩ
7.8kHz,四档测Q值:90,125,135,110
1kHz,四档测Q值:30,190,240,240
100Hz,四档测Q值:10,100,800,999

白色部分示意比较适合的档位。
横向比较,要求数值尽量一致。Q大于500,关于本LCR来说,可能以为是无量大了,因此,Q=700与Q=999,即使都看作999也无妨。
注:Q值大了,跳得利弊,仅是取个平均数。
验证13——鉴相器验证线性度:
切换到菜单3手动调理开关形状,切换到下臂测量。
取两个3.3k电阻并联接入,调理相位和增益,使读值尽能够大一些,以便精确分辨,失去读值是6770。
放弃相位和增益不变,仅接入一个电阻,另一个电阻不接入虑地表笔,而改接到地线。失去读值是3382。
两个电阻替换,失去读值是3388。
理论上,当检波器和AD线性度良好时,后两个读数之和应等于前一个读数。3388+3382正好等于前一读数6770,所以鉴相器线性度良好



T4.jpg 
PCB反面.jpg 
PCB侧面.jpg 
T1.jpg


T2.jpg


T3.jpg



不同频率下电感器实测
100.jpg 
1k.jpg 
7.8k.jpg



说明文档、电路图、PCB工程文档


软件下载:

http://www.haodiy.net/plus/view.php?aid=6694


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