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R11也是通过增强本级负反馈来减小Q8、Q9的配对误差。Q5为尾巴恒流管，R13决定输入级恒流源大小。在差分输入级中间增加Q3、Q4，目的是优化功放对负电源噪声的抑制能力。 电路采用2.3K低阻输入方式，尽可能降低电阻热噪声和晶体管噪声。输入级恒流源设为8MA。 电压放大级： Q12为电压放大管，通过使用高β值东芝音频低噪声管2SC2240BL来完成电压放大， R19与Q13形成自举，能提高开环增益。Q13同时又是电流缓冲放大，这样能更好地消除大信号放大时由于驱动级输入阻抗变化引起驱动电流增大而产生的失真。C18为极点补偿电容，R18起到往上推移极点频率的作用，拓展放大器闭环后的频响。Q11是电压放大级及缓冲的恒流管，R17决定恒流源大小。这一级恒流源同样设为8MA。 输出级： 这次使用两对大功率管接成射极跟随器输出结构，由驱动级Q15、Q16和电流放大级Q17、Q18、Q19、Q20组成。驱动级的射极并没有与输出端相连，而是通过R24相连，这样的连接结构能在R24两端形成反偏电压，与电容C20共同加速未级功率管的开关速度，起到减小输出级开关失真的效果，这个开关失真跟整流管工作时产生的开关失真在原理上是一样，它会产生大量高频成份。所以B类功放的开关失真也是影响听觉感受的一个方面，这是我为什么这次要选用这种输出结构的原因所在。R25、R26、R27、R28为射极输出电阻，选用0.1Ω是想增加交越区宽度，这样偏置电路的热跟踪方面要求可以降低一些，因为宽度越宽其优化偏置的电压范围也越宽，这是我为什么要选0.1Ω的原因,当然缺点是最优偏置时的静态电流较大，两对管约420MA的静态电流，但换来的是好听的声音想来也算值得。 偏置电路： 采用常见的VBE倍增器方式，Q14为热耦合管，通过微调电阻R33来设置乙类最优偏置，令交越失真最小化。C25是信号通路电容，使上下两个节点信号保持一致。 前级电路： 前级选用NE5534运放将输入信号小倍数放大，保证爆棚输出时能提供足够的放大能力。当然最主要的目的还是进行阻抗变换，为功放输入级低阻输入提供充足的驱动。完成这台功放后实测这个NE5534前级失真非常非常小，这也为整台功放的小失真提供了保障。 保护电路： 过流保护是通过检查功率管射极电阻R25、R26压降，采用的是单斜率电压电流限制,通过Q6、Q7导通与否来实现限流保护。D7、D8为箝位保护二极管。直流保护采用的是μpc1237集成电路，通过继电器通断进行保护动作。直流保护电路RC滤波器时间常数采用47KΩ+47μF的一阶滤波组成，能在100ms内辨别出有无直流成份并产生保护动作。 ２、关于功放输出阻抗： 输出阻抗关系到功放的阻尼系数，阻尼系数越高，吸收喇叭反电动势就越强。我做的这个电路不但使用两对输出管，而且使用了大环路负反馈方式来进一步降低输出阻抗，输出内阻可以轻松控制在0.03Ω以下，保护继电器触点还特意引入到大环路负反馈中，并选用欧姆龙无感音频用继电器，且两路合成一路使用，内阻也下降为单组的1/2，这样接入负反馈后继电器的接触电阻几乎可以忽略。补尝网络输出电感内阻小于0.001Ω，8Ω音箱以平均值7Ω来计算，代入公式算得这台功放的阻尼系数能达到225左右。 功放电路最终决定采用双42V直流供电设计，前级为双12V稳压供电。 在没有进行实物制作之前，还是先用计算机来仿真此线路的性能。 见下图：频率为100HZ，负载为8Ω，输出75W时的失真为0.001%。 
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